频率可自动调节的高线性度低通滤波器设计
从这个传输函数可以看出， 它的线性度依赖于电阻R2/R1的相对比值。式子的右边形成了T/T+1的形式， 这就意味着由于MOS管所引入的非线性位于反馈环路的里面， 环路增益T=A (R1||ZX)/(R1||ZX+R2) 在滤波器的带宽内有效减小了MOS管的Vds， 从而提高了线性度。但是， 这种线性度的提高会随着输入频率的增加而减弱。当输入信号频率到达滤波器的截止频率时， 环路增益T将变成单位1， 从而失去提高线性度的作用。
本文所设计的自动调节电路利用开关电容来实现精确时间常数的控制， 从而实现一个主从结构的自动调节网络。其结构如图4所示。图4上面的部分左边是连续时间通路和开关电容通路， 连续时间通路的时间常数是ReqCint， 开关电容通路的时间常数是Cint/fclkC1。两个时间常数的差会反映成积分器的输出端电压， 这个电压通过右面的电路可形成电流舵MOS管的控制电压Vc+和Vc-，从而改变连续时间通路的时间常数。当平衡时，Req=1/fclkC1。图4下面的部分用来确定电流舵MOS管控制电压的共模部分。控制电压的共模Vcm是由电压的比例常数F来确定的。在整个环路中， 要设计一个大的时间常数RpCp并使其成为环路的主极点， 以稳定整个环路。
图4 频率调节电路图
2.3 滤波器结构
根据电力网载波通信系统对滤波器的指标要求， 结合线性度提高技术和自动调节技术， 本文所设计的四阶切比雪夫Ⅰ型低通滤波器的结构如图5所示。图中带交叉箭头的盒子代表电流舵MOS管组成的可变电阻。该电路在设计时同时采用了动态范围优化技术。
图5 四阶切比雪夫Ⅰ型低通滤波器结构图
3 仿真结果分析
本文介绍的整个滤波器的设计是在SMIC0.18 -um CMOS 工艺下完成的， 设计面积为545μm×290μm。滤波器的频率响应如图6所示。
在PVT变化时， -3dB截止频率在164kHz～167kHz内变化， 可满足系统的指标要求。
图6 滤波器的频率响应图
4 结束语
通过仿真结果显示， 本文的设计方案， 无论是在频率自动调节和响应， 还是在滤波器的线性度方面， 均可满足系统的设计指标要求。因而是一种可行的设计方案。
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