DC/DC变换器中输出滤波器的比较

输出电流10A

输出电压纹波33mV

开关频率fs100kHz（PWM类变换器）；300kHz(fsmin)（谐振类变换器）

1）第1类有源箝位正激变换器，如图6所示。

CCM工作模式下，正激变换器的输入电压Uin与输出电压Uo之间的关系可表示为

DC/DC变换器中输出滤波器的比较

图6有源箝位正激变换器

图7移相控制全桥变换器

图8互补控制半桥变换器

(a)主电路

(b)主要工作波形

Uo=D（11）
式中：n为变压器T的匝比。

在正激变换器的设计中，Dmax的选择不仅影响输出滤波器的设计，而且对功率管的电压应力也有较大的影响。出于折衷考虑，通常取Dmax为0.5。表2给出了该变换器中随输入电压变化时，占空比的变化情况以及对应输出滤波电容取为47μF理想电容(为便于比较，以下类型的变换器中，滤波电容也取为同一值)时，当满足33mV输出电压纹波要求时，每一占空比所对应的滤波电感取值情况。

表2第1类的滤波器电感值匝比n=640V50V60V
占空比D0.500.400.33
电感(μH)13.3015.9617.82
2）第2类移相控制全桥变换器，如图7所示。

CCM工作模式下，移相控制全桥变换器的输入电压Uin与输出电压Uo之间的关系可表示为Uo=D(12)

这里Dmax=0.5。表3给出了占空比和所需输出滤波电感值随输入电压变化时的对应关系。 表3第2类的滤波器电感值匝比n=1240V50V60V
占空比D0.500.400.33
电感(μH)01.332.26
3）第3类互补控制半桥变换器

如图8(a)所示，为互补控制半桥变换器。其主电路的形式和传统对称半桥相同，只是控制方法不同，两只功率管S1、S2在一个开关周期内交替互补导通，随着占空比的变化，分压电容上的电压也相应地发生变化来保持变压器伏秒积的平衡。该变换器的主要波形如图8(b)所示。而且在两管换流的死区时间内，通过变压器的漏感和MOSFET寄生输出电容之间的谐振，可以实现功率管的零电压开通。这一拓扑的主要缺点在于对输入电压变化比较敏感，不适合用于输入电压变化范围宽的场合。 CCM工作模式下，互补控制半桥变换器的输入电压Uin与输出电压Uo之间的关系可表示为Uo=D(1－D)(13)

这里Dmax=0.5。表4给出了占空比和所需滤波电感值随输入电压变化时的对应关系。

表4第3类的滤波器电感值匝比n=640V50V60V
占空比D0.500.270.21
电感(μH)06.127.71
4）第4类多谐正激变换器

多谐正激变换器中整流级电压谐波含量与谐振频率和开关频率的比值有关。输出滤波器按最低的开

开关整流器的工装方式

关频率(300kHz)来设计。在此最低开关频率处要达到滤波要求，输出滤波电感至少取值为1.86μH。

5）第5类并联谐振变换器

并联谐振变换器中，全波整流方式使得整流级电压的最低频率提高为600kHz。这使得在最低开关频率处要达到滤波要求时，输出滤波电感值只需大于200nH即可。

为便于比较，设计制作电感时，均取相同的电流密度j（5A/mm2），以及相同的最大磁密Bm（0.3T），选用Philips公司的3F3磁性材料，设计结果如表5所示。

表5输出滤波电感的铁心大小电容C=47μF电感量(μH)铁心尺寸
第1类17.82RM10
第2类2.26RM6
第3类7.71RM8
第4类1.86RM6
第5类0.20RM4
设计结果表明：第5类变换器所用的输出滤波电感体积最小；第4类变换器因开关频率较高也具有较小的输出滤波电感。在恒频PWM变换器中，从输出滤波元件大小角度考虑，第2类变换器是最优的。第3类变换器由于占空比变化范围较宽所需的铁心体积较大。第1类变换器所需的铁心体积最大。

5结语

本文给出了不同的DC/DC变换器拓扑中LC输出滤波器大小的比较分析。根据加到输出滤波器前的整流级电压波形，把这些DC/DC变换器划分为5类，并从整流级电压波形的谐波含量和频率出发，对满足相同技术指标条件下各类变换器中所需的输出滤波元件进行了比较。

结果表明，移相控制全桥变换器和互补控制半桥变换器在恒频PWM工作的DC/DC变换器中具有最小的输出滤波器。应用全波整流方式的谐振变换器也具有较小的输出滤波器，但存在循环能量高、开关管应力大等缺陷。本文分析结果有助于DC/DC变换器拓扑的合理选择。