DC/DC变换器中输出滤波器的比较
对于第4类波形，当λ=1时，K4(λ)达到最低值。此时，图2(d)的正弦半波电压波形将占满整个周期，电压波形与第五类波形相似；
对于第5类波形，在整个频率变化范围内，K5(λ)恒等于2/3。
通过K1(λ)与K4(λ)的比较可见，在整流级电压的直流分量和导通时间相同的情况下，PWM变换器产生的方波比谐振变换器产生的正弦半波更容易滤波。
由上分析可知，K(λ)值越低，所需的滤波元件L、C值越小。因此，从滤波器大小的角度考虑，变换器应当尽可能设计工作在较低的K(λ)值下。但K(λ)往往受到电路拓扑的限制，不能达到理论分析的最低值。常见的如在正激变换器中，因为要折衷考虑变压器铁心去磁和功率管的电压应力，因此占空比不能取得太高，从而限制了K4(λ)的取小。
3.2滤波元件大小的比较—LC(λ)
1）整流级电压波形的首次非零谐波的幅值〔用
K(λ)表示〕；
2）该非零谐波的频率。
对于一个LC输出滤波器，可以从以上两个方面出发，来提高其转折频率，从而减小滤波元件L、C的取值大小。具体描述如下：
1）如果能够降低整流级电压波形的首次非零谐波的幅值，则可以在保证相同输出电压纹波的情况下，适当提高滤波器在谐波频率处的增益，也即滤波器的转折频率得以适当提高（如图4，从A点移动到B点）；
2）如果能够提高首次非零谐波的频率（如图4，从A点移动到C点），滤波器转折频率也得以提高，从而只需较小的滤波元件。
如在第2类和第5类电压波形中，所要滤除的首次非零谐波，其频率是开关频率的两倍，因而这两类拓扑中滤波元件LC的乘积可以减小为其它类电压波形对应取值的1/4。
表1电压波形的直流分量、谐波含量与控制参量λ的关系
第1类第2类第3类第4类第5类
平均值
一次谐波00
二次谐波
总表达式
2Upλ
sin(λπ)
Upλ
2Upλ
sin(2λπ)
sin(nλπ)
sin(2λπ)
sin(nλπ)(1＋cosnπ)
·sin(λπ)
·sin(2λπ)
·sin(nλπ)
·
·
·
·
图4理想LC滤波器的波特图
图5归一化的LC滤波器参数
为了对图2中各种电压波形在获得相同输出电压纹波时，所用输出滤波器的体积进行比较直观的比较，考虑首次非零谐波的幅值和频率，对滤波参数LC乘积进行了归一化处理。分别如式（6）～式（10）所示。其对应的关系示于图5中。LC1(λ)=（6）LC2(λ)=（7）LC3(λ)=·（8）LC4(λ)=（9）LC5(λ)=（10）
从以上分析，可以直观地看到：
1）第1类正激式变换器中Dmax一般不超过0.5，而且受开关损耗等因素的制约，开关频率不能取得太高，因此滤波元件LC的取值不能太小。
2）第2类在这类变换器中，整流级电压的频率是开关频率的2倍。而且，在移相控制全桥等典型变换器中，很容易实现软开关，因此可以适当地提高开关频率，从而大大减小滤波元件LC的乘积值。可见，从输出滤波器体积这一角度出发，在恒频应用场合，这类拓扑是最好的选择之一。
3）第3类从整流级电压的谐波分量来看，该类拓扑具有最优的电压波形。整流级电压uR去除直流分量外，谐波分量电压幅值很小。该类变换器的最佳工作点对应D=0.5。而且互补控制半桥变换器可以设计成零电压开关，从而容许适当提高开关频率。因此只需两个开关管的互补控制半桥变换器对于输入电压变化范围不太宽的场合，从整机体积考虑，是较好的选择。
4）第4类在同频率下进行比较，这类电压波形的谐波含量最大。但由于获得这类电压波形的谐振变换器中开关损耗相对较小，因而开关频率可以适当提高，从而减小滤波元件的体积。 5）第5类全波整流方式使得整流级电压产生了倍频效应，而且谐振工作方式又使得开关频率的提高成为可能，因而对该类整流级电压进行滤波，所用的滤波元件往往具有最小的体积。但产生第4类和第5类电压波形的谐振变换器主要缺点是变换器的循环能量较大，使得变换效率降低，而且功率器件应力高，因此限制了这些拓扑的应用场合。
由以上分析可知，LC滤波元件大小与整流级电压波形和变换器的开关频率有关。在恒频PWM开关变换器中，移相全桥和互补控制半桥具有较好的整流级电压波形，而且因为软开关的实现，允许采用较高的开关频率从而又可进一步减小输出滤波元件大小。谐振变换器因开关频率可以取得较高，也可采用较小的滤波元件。
4设计结果比较
为了使比较的结果更接近实际，根据以下的技术指标，分别对代表几类整流级电压波形的五种变换器进行了设计。在参数设计中，恒频PWM变换器的开关频率选择为fs=100kHz；谐振类变换器的fsmin=300kHz。
变换器技术指标如下：
输入电压Uin40～60V
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