一种15W三路输出DC/DC模块电源的设计

UD′为整流管SK3B正向压降，也取0.5V。

实际取N3=N4=10匝。

绕制时由于原边、主路副边电流较大，为减小漏感，分别采用双线并绕法及三线并绕法。

4．4 输出整流管设计

为降低功耗，提高电源效率，选用肖特基整流二极管。输出整流管的标称电流（IF）值应为输出直流电流额定值（Io）的3倍以上,即IF1>3Io；整流管的反向耐压UR≥1.25PIVs，（PIVs=Uo＋UMAX，UMAX=2UACMAX，UACMAX为输出最大纹波电压幅值)。依据此原则，Uo1路整流管采用MBR1545，反向耐压45V,正向电流15A；Uo2和Uo3采用SK3B，反向耐压100V，正向电流3A。这里反向耐压选择高，有利于降低整流管上的损耗。

4．5 输出耦合电感设计

在采用一路受控，其余两路依靠耦合电感稳压这种控制方式下，为了把辅路输出电压调节保持在电压1V的稳定范围内，多路输出时，主输出的电感及每路电感要求工作在电感电流连续状态。设计时先进行高压支路到低压支路的折算，根据总输出电流按单线圈选取磁芯、总导线截面积以及导线尺寸、匝数。即首先通过电路设计确定输出滤波电感值。为使电感电流连续以维持滤波效果，输出滤波电感必须设计在连续状态，流过电感器的电流应大于负载电流的最小值IOMIN，电感值大于IOMIN时对应的电感值

L=（9）

式中：n为变压器匝比；

Uimax为最大输入电源电压；

ΔI为允许的电感电流最大纹波电流值。

确定滤波电感值后，根据电感最大贮能值0.5×L×I2，依据式（10）选择磁性型号，

AeAw>=（10）

式中：IMAX为电感电流最大有效值；

ISP为电感电流最大峰值；

BMAX为磁路磁通密度最大值。

然后依据式（11）确定电感匝数，

NL=（11）

最后再分配到各支路，根据各路实际电流和次级匝比得到各线圈匝数和尺寸。

电流连续模式电感磁芯可选择比变压器磁芯差一些的磁芯材料，但在实际应用中，如果两种材料价格相差不大，往往采用与变压器相同的材料。图1中电感磁芯仍为FEY15.3。

选择电感的匝数首先要满足电感的匝数比等于主变压器的输出绕组的匝数比,因为，如果耦合电感L201及L202的匝数比不能保证与变压器的匝比相等，则在Uo1和Uo2之间会存在附加的电流流动，从而在其输出产生很大的纹波。其次，各路在每路相应的变压器匝数上乘以2或3得出各路的电感匝数。图1选变压器匝数的3倍，正好可以双线并绕填满窗口宽度。最后得出Uo1路输出电感匝数是NL201=3N2=3×4=12匝。

Uo2路输出电感匝数是NL02=3N3=3×10=30匝，Uo3路输出电感匝数是NL203=NL02=30匝。

偏置绕组NL204为UC3843提供12V工作电压，其输出电压=Uo2，故匝数NL04=NL202=30匝。

为了满足负载调整率，互感必须很好耦合。所以在绕制各个绕组时，应覆盖整个骨架的宽度，而且应当使用相同线径的几条导线并排缠绕，以确保在整个骨架的宽度上，达到最好耦合。

5 其他注意事项

1）调试多路输出电源时要先断开辅路，调整好主路，保证主路工作正常后再加上辅路调整，可降低调试难度。

2）为了满足设计指标，除要注意满载时的负载调整率，还要顾及轻载时的负载调整率；为了防止空载时输出电压太高损坏输出整流管，必须给每路输出均加上假负载，图1中R5，R6，R7均为相应路的假负载，假负载值不宜太大，大小可用实验确定。另外主路和辅路之间的假负载要配合调整，以满足辅路的电压范围在指标内。

3）主路空载输出电压可由TL431的分压电阻确定，当主路空载输出电压低时可减小R406，保证TL431的2.5V基准。表2为R406阻值改变时，测得各路空载输出电压的一组数据。当主路空载输出电压和假负载确定好后，如果出现辅路空载输出电压超出指标范围时，可适当改变整流管参数，如当辅路12V输出为12.7V超出指标12.5V时,可换用正向压降为0.7V的整流管代替正向压降为0.5V的整流管。输出假负载也可调整空载输出电压。

表2 R406阻值改变时各路输出电压的变化

6 实测数据及波形

图3是UC3843脚4输出的锯齿波，可用于判断UC3843是否正常工作。

图3 脚4输出的锯齿波形

图4是空载时UC3843脚6输出矩形波。

图4 空载时脚6输出矩形波形