10kW全桥移相ZVSPWM整流模块的设计

2 控制电路设计

控制电路采用了专用移相控制器件UC3879，原理框图如图2所示。

图2 控制电路框图

图2中ISET为电流限流设定值，VSET为电压设定值，分别由微处理器产生；IO为输出电流值，VFB为输出电压反馈值；SHT为故障关机信号，IPR为原边电流采样值。

UC3879采用电流型PWM控制方式，把变压器原边电流引入到芯片内部，提高了模块的瞬态响应速度。UC3879输出的OA，OB，OC，OD4路信号再通过TLP250光耦组成了驱动电路，分别驱动S1～S4 4组开关管。OA/OB，OC/OD相位互补，OA(OB)分别超前OC(OD)一定的移相角。

由于本全桥移相开关管采用IGBT，电流关断时存在拖尾现象，开关管两端并联的电容比较大，导致空载损耗比较大。因此，在设计中采用了模块轻载时降低开关频率的方法，即在输出电流0.5A时，使开关频率适当降低；而当输出电流>0.5A时，使模块开关频率恢复正常值。降频的实际电路如图3所示，IO′为输出电流值，IREF为设置的电流阈值。当输出电流超过设置的电流阈值时，Q1导通，UC3879的振荡电阻变为R28和R17(R17见图2)并联；而当输出电流小于设置的电流阈值时，Q1关断，UC3879的振荡电阻为R17。

图3 降频控制电路

实测样机在交流输入440V时，不降频的情况下，空载损耗有220W左右，而采用降频控制技术后，空载损耗只有130W左右。

3 实验结果

按照上述设计思想制作了2台试验样机，表1为其中一台实测的效率数据。

表1 实测效率

输入电压380V，输出电压240V。

图4为2A负载时超前管S1的驱动波形（CH1）和漏源极波形(CH2)；

图5为2A负载时滞后管S2的驱动波形（CH2）和漏源极波形(CH1),从图5可以看出滞后管还没有实现ZVS；

图6为15A负载时滞后管S2的驱动波形（CH2）和漏源极波形(CH1),从图6可以看到滞后管已实现ZVS；

图7为35A负载时变压器的原边波形(20A/div)。

图4 2A负载时S1驱动波形与漏源极波形