完整的LED调光电路设计过程

　　降压转换器的动作概要如上记，降压转换器的电流指令利用双向交流触发三极体产生，图7(a)是电流指令值产生电路;图7(b)是动作概要;图7(c)是电流指令值的范围。利用双向交流触发三极体体进行位相控制的电压，亦即双向交流触发三极体导通时输入的电压，被施加至Tr1的网关与汲极，一旦施加位相控制的电压，虽然取决于Tr1的特性，不过此时大约10V的电压被输入至BLDR端子，输入峰值7.2V的转换器输出迁移变成H，4μs后230Ω的负载加入转换器输入，可以补强双向交流触发三极体的拴锁器电流，使双向交流触发三极体正确动作。

　　BLDR转换器的输出变成峰值4V的脉冲列输出至ASNS，该以R1、C3与IC出口的损失平顺化，制作脉冲列的平均电压，变成FLTR1的电压。FLTR1的电压则被输入至RAMP转换器，再与内部的锯状波形比较，此锯状波形值为3V，谷底值为1V，FLTR1的电压值低于1V，RAMP转换器的输出变成H，流入RAMP转换器的电流指令值变成0V，反过来说FLTR1的电压值超过3V时，RAMP转换器的输出变成L，连接的FET变成OFF状态，汲极电压VQ大约750mA，因此流入RAMP转换器的电流指令值，就是内部电压最大750mA。

　　由此可知FLTR1的电压值与双向交流触发三极体的导通角度呈比例，可以检测的控制角θ在一定范围内。双向交流触发三极体的导通角度为1800-θ，导通角度与半波周期比1800-θ/1800的值，在1/4～1/3范围内，因此在450QθQ1350范围内，产生与角度(1800-θ)呈比例的电流指令，θ=1350时，电流指令=0V，θ=450时，电流指令=750mV最大值。

　　周边电路的设计

　　以上根据LM3445评鉴基板电路与电路定数，探讨电路动作特性，接着介绍LM3445周边电路的设计技巧。LM3445的主要功能分别如下:

　　(1)以位相控制的双向交流触发三极体为前提，将双向交流触发三极体的通电角度转换成流入LED的指令值，支持位相角度450～1350范围，电流指令值最大750mV～0V

　　(2)以降压转换器OFF时间一定方式为前提，优先稳定动作，利用LED的电压几乎是一定的特征。

　　(3)降压转换器ON时脉冲宽度必需是最小值的限制，要求200ns以上，因此转换器的输入电压有上限的限制。

　　(4)降压转换器的最低输入电压，要求双向交流触发三极体位相角度1350时，交流输入电压值必需大于LED的电压。利用降压转换器使LED的电流维持一定，LED的电压VLED与转换器的输入电压Vbuck比D在转换器没有损失时，它与切换组件Tr2的ON时间，以及控制周期T的比完全相同，有损失时D与效率η呈反比率变大，此时使用下式表示：

　　评鉴基板的设计条件如下：

　　B电压：AC90V~135V

　　B电流：350mA

　　BLED数量：串联7~8个

　　评鉴电路选择LED电流350mA种类，评鉴基板根据定数以250kHz附近动作，使用评鉴电路的条件进行。LED的条件如下：

　　BVF = 2.79~3.42~3.99V

　　BILED = IF = 350mA(最大)，500mA(脉冲)

　　B输入电压：AC80～120V(AC100V±20%)

　　B动作频率：额定输入电压时250kHz

　　假设降压转换器输入电压为额定电压峰值，降压转换器的效率η，根据技术资料为85%，依此试算LED串联8、7、6、5、4，此时VLED分别是27.36、23.94、20.52、17.1、13.68，根据上式(1)：

　　计算结果如下：

　　Btoff = 3.09μs@8个LED串联

　　Btoff = 3.20μs@7个LED串联

　　Btoff = 3.32μs@6个LED串联

　　Btoff = 3.43μs@5个LED串联

　　Btoff = 3.54μs@4个LED串联

　　最后决定采用toff =3.09μs。C11到达LM3445 COFF 峰值1.276V的时间，取决于C11的容量与一定充电的电流ICOLL，ICOLL(一般数十μA)的选择由C11决定，C11以下式表示：

　　假设C11=120pF，如此一来：

　　评鉴基板的R4=576kΩ，相当于toff=3.2μs，它是流入LED的额定电流时off的时间，电流指令很小时LED的电压降低，off的时间变长。波动电流Δi是决定电感L2电感值的要因，增加电感值波动电流降低，LED的电流连续范围变大，L2的容量变大、单价上升。由于动作频率很高，不易察觉该频率的闪烁，因此选择低电感值，Δi=50%。

　　Δi=350×0.5=175mA

　　接着计算L2的电感值：

　　评鉴基板的L2为470μH，因此L2的波动电流 Δi变大，此处观察评鉴基板L2=470μH时，LED的串联数量与波动电流的变化。波动电流Δi以下式表示：

　　根据上述可以获得表1的LED串联数量与波动电流Δi关系，由表1可知LED串联数量减少，L2的电流波动随着降低，上记评鉴基板toff=3.20μs，计算上Δi=186mA，波动电流为53%。

　　图中的C12可以抑制流入LED的波动电流，上记评鉴基板使用1μF，吸收250kHz时的锯齿状波动电流，以评鉴基板为范例，250kHz时Δi=186mA的波动电流，该交流成份换算成实效值变成：

　　假设电流全部流入电容器C11，此时C11的电压变成：

　　由此可知流入LED的波动电流受到抑制。降压转换器的输入最低电压Vbuck(min)以下式计算：

　　考虑整流架桥与埋谷电路的二极管电压降低(大约3V)，变成：

　　40V-3V=37V

　　超过VLED=27.36V，因此转换器能够动作。此外在此范围的电流指令值几乎是0，由于Tr2电流不检测时间的最小脉冲宽度为125ns，因此Tr2可以动作。

　　转换器的最大电压Vbuck(max)：

　　要求合适的二极管、FET等半导体的电压规格。降压转换器动作上Tr2的ON时间超过200ns，确定可以稳定动作。以下是8个LED串联时的计算结果：

　　C7与C9放电时放电量很大的场合，输入电压很小却提供最大电流，此时电容器只进行放电，一直到下次放电为止的期间，如果电压降至电流无法流入LED的值，就不能确保LED的光束量，为避免上记问题，设计上C7与C9的电压值选择超越LED的电压。电压Vbuck最小值如图8所示假设：

　　ΔV=20V

　　最小点变成：

　　54-20=34>27.36V

　　因此C7与C9在20V放电也可以。

　　Iled：评鉴基板的最大值

　　Δt=3.33ms(相当于50Hz电源60°)

　　由于C7与C9都是33μF，因此C=66μF非常充分。此外评鉴基板还设置：

　　B消除波动滤波器(L3、C1、L4、C15)

　　B一般模式滤波器(L1)

　　B累增二极管(Avalanche Diode)(D12)

　　B热敏电阻(Thermistor)(RT1)

　　B保险丝(F1)

　　有关消除波动滤波器，由于Tr2的OFF时间与ON时间大幅改变，设计消除波动滤波器时，必需考虑以动作频率最低值抑制波动电流。有关一般模式滤波器，要求可以检查开启电源时，流入电解电容器的突波电流、二极管、电容器的电流、电压耐量的协调动作。突波电流必需配合消除波动滤波器的关系进行检讨，虽然一般模式滤波器增加对地阻抗，可以抑制漏泄电流，不过对Tr2、D10的特性、基板布线结构却有相关性。

　　组件表内记载D12的破坏电压VBR=144V，不过实际封装组件与厂商的标示不一致，假设组件表内的记载数据是正确的话，笔者建议重新检讨AC135V输入时的动作。