一种紧凑型全桥DC-DC隔离电源设计
全桥DC-DC电源参数为：输入+15 V；输出+15 V、-10 V；输出功率6 W；工作频率360 kHz。要求额定负载下动态特性、满足：+15 V波动+1 V；-10 V波动-2V；工作频率满足5％的偏差容限。其中工作频率由施密特触发器CD40106参数及RC数值决定。具体参数为：R=2．2kΩ；C=748 pF；VDD=15 V；VT+=8．8 V；VT-=5．8 V。根据式(1)计算出振荡频率为748．792 kHz，因为设计中多谐振荡器输出对2路RC充放电，充电电容容量增大一倍，因此振荡频率为上述计算频率的1／2，即374．396kHz。
1．2．1 原边共用全桥控制的4路PWM信号产生
传统的全桥DC-DC拓扑由4只相同的开关管组成，需要2路互反的PWM控制信号，每路PWM信号驱动对角的2只开关管，2路PWM信号要求有死区，避免全桥直通。全桥拓扑的上桥臂驱动必须隔离，否则无法完成正确驱动，隔离电路一般采用光耦或磁性器件实现，电路复杂、体积大。设计采用2个电源变压器原边绕组共用一个全桥开关，由于系统为+15 V单电源输入，因此全桥开关采用2片内含PMOS和NMOS的S14532ADY实现，此时PWM驱动脉冲无需隔离，即不用将全桥的上下臂驱动脉冲进行隔离，使用振荡电路的逻辑门进行驱动，简化了控制电路，同时该全桥开关为小体积的SO-8封装，实现了最小PCB设计。据此原理设计全桥开关需要4路PWM脉冲驱动，分为2组，每组内互反，驱动对角的PMOS和NMOS开关，2组之间带有死区，具体的4路，驱动脉冲时序要求如图2所示。G11、G2、G22、G1为4路PWM驱动，T1、T11为两个DC-DC电源变压器，此处只画出了原边绕组，C为隔直电容，能够有效地防止变压器磁芯饱和。可以看到，对角的开关同时导通，两组对角交替开关，两个变压器磁芯工作在I、Ⅲ工作象限，双向励磁，有利于实现高功率密度。本文引用地址：http://www.eepw.com.cn/article/178304.htm
采用上述设计，4路PWM时序必须严格按照图2所示产生。一般PWM驱动产生方法用MCU、DSP或专用IC产生，难以实现低成本和紧凑设计。文中对通用多谐振荡器电路进行改进，分别增加两个二极管、电阻及电容，即可输出满足上述要求的4路PWM驱动信号，简化了电源设计，提高了可靠性。
1．2．2 DC-DC电源变压器的选择及设计
系统电源采用全桥驱动，磁芯工作在I、Ⅲ象限，驱动上要能够防止磁芯饱和，同时要求效率高、体积小。基于上述考虑，选用环形磁芯T10×6×5，材质为PC40，环形磁芯漏磁小、效率高。具体参数为：μi=2 400，Ae=9．8 mm2，Aw=28．2mm2，J=2A／mm2。系统工作状态为：ηB=90％，Km=0．1，fs=366 kHz，Bm=2 000 GS，根据P0=Ae×Aw×2×fs×Bm×J×ηB×Km×10-6。得出P0=9．8×10-2×28．2 x 10-2×2×366×103×2 000 x 2×0．9×0．1×10-6=7．3 W，理论计算表明，所选磁芯满足设计的功率要求。
变压器匝数设计是根据式(2)和式(3)计算，其中μi为输入电压最小值，△Vce为额定电流下全桥回路开关管压降，Dmax=0．48；μo为输出电压额定值；△Vd为输出额定电流下全波整流二极管压降。理论计算原副边匝数为：原边Np=4．6匝，副边Ns1=5．8匝，Ns2=3．9匝。
Np=[(μi-△Vce)×Dmax]／(2△B×Ae×fs) (2)
Np=[(μo-△Vd)×(1-Dmax)]／(2△B×Ae×fs) (3)
实际调试结果为：原边p=6匝，副边Ns1=8匝，Ns2=5匝。
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