电源设计指南：拓扑结构（一）

与采用带附加有源开关辅助电路的软开管Boost变换器功率级相比，无损吸收软开管Boost变换器功率级因无需有源器件，因而更具优势。特别是图8(b)，因其开关管的关断dv/dt得到了控制，开通为零电压开通，且主开关管上的电压应力为输出电压，因而整机性能得到大大改进。图10给出无损吸收电路的典型波形。

图10无损吸收电路的典型波形

对于6.6kW的功率定额，450V的输出电压，需要采用600V/60A的MOSFET。可根据应用场合需要，整机设计可选择单模块或多模块并联方案。

对于后级DC/DC变换器，由于输入输出均为容性滤波器，因此，只有具有电流源特性的高频变换器适用。以下几种有大电感与变压器原边相串联的拓扑适合采用。其中一种形式是图11所示的全桥型变换器。

图11全桥型充电变换器

原边电路中采用串联电感，从而感应耦合器的漏感被有效利用起来，磁化电感也可利用来扩大变换器ZVS的工作范围。对于450V的输入总线电压，可以采用1∶1的匝比，也即原边绕组和副边绕组均采用4匝线圈。

桥式结构的变换器拓扑的缺点之一是峰值电流较高，特别在低压输入时峰值特别高。此外对应轻载时，变换器进入断续工作状态，主开关管的开通损耗增加，调节特性变差。因而，通常要保证一个最小负载电流，确保ZVS。

另一类具有高频电流源特性的变换器拓扑是谐振变换器。文献[8]对这些变换器拓扑进行了分类，分为电流型和电压型。在电流型变换器中，变换器由电流源供电。在这类拓扑中，电流得到有效的控制。但其缺陷是开关管上承受的电压未得到有效控制。因为，大多数功率器件对过流的承受能力比过压的承受能力要强。

另外，在电压源型变换器中，开关器件的电压得到很好的限制，但在全桥和半桥拓扑中，却可能会因击穿损坏。这些变换器通常被分为串联、并联和串并联谐振3种类型。

图12给出这些基本的谐振变换器拓扑示意图。在串联谐振变换器中，谐振电感与变压器原边串联，而其他类型变换器中，电容与变压器串联。只有串联谐振变换器是硬电流源特性，而其他类型变换器是硬电压源型。

图12谐振变换器拓扑

为了有效利用感应耦合器磁化电感和匝间电容，可以采用不同的串联谐振变换器。一种拓扑形式是图13所示的串并联LLCC谐振变换器。另外一些谐振变换器也可考虑。如前所述，匝间电容、磁化电感和漏感均得到了充分利用。这一方案因变换器和感应耦合器得到了很好的匹配，颇具吸引力。

图13串并联LLCC谐振变换器

该变换器可以工作于高于谐振频率的ZVS状态，或低于谐振频率的ZCS状态，如图14所示。输出电压可采用变频控制。然而，为了优化感应耦合器性能，一般设计为高频对应于轻载工作，低频对应于重载工作，从而在频率变化范围内，变换器的开关损耗基本保持恒定。

图14串并联谐振的两种软开关工作模式

由于并联谐振电路的升压特性，最大的变换器电压增益稍大于1。对于输入电压450V，输出电压400V，可用1∶1的匝比。这种变换器轻载工作时输出电压控制特性比较差，需要采用其他的一些控制技术。一种方案是使用输入Boost级调节输出电压，另一种方案是采用PWM或移相控制。这两种控制技术在相关文献中都有较详细的介绍。

4.3充电模式3

这是一种快速充电模式，主要针对长距离旅行情况进行充电。充电器对应高功率特性（>100kW），主要用于一些固定的充电站。对于100kW的功率等级，充电时间约为15min。为提高功率因数，降低输入电网谐波，变换器输入端一般需要采用有源整流电路，如图15所示。可以采用不同的控制方案，包括矢量控制，六阶梯波控制，数字控制技术等[11]。

图15有源输入整流电路

为了进一步提高变换效率，允许高频工作，可以采用如图16所示的ZVT电路。利用辅助电路实现了主开关器件的ZVT，主开关仍为PWM控制。

图16ZVT三相Boost整流输入电路

如前所述，高功率充电模式通常只在充电站使用。因为，充电站可能会装有多个充电器，每个充电器均采用单独的整流级必然会使系统体积庞大，成本大大增加。为简化系统设计，可为整个充电站配备一个专门的PFC或谐波补偿变换器，从而充电主电路，都连接在同一个有源输入整流电路上，如图17所示。

图17配备专门的PFC或谐波补偿器的充电器系统主电路结构

有源滤波器定额约为充电站额定功率定额的20％。在整流端一般采用直流侧电感来提高整流器的功率因数，可以选用串联或并联方式的有源滤波方案。