一种PFC变换器输入电压前馈控制方法
iL(t)=Ge vB-in (t) = sign(sin(ωt)) Imsin(ωt) (3)
在半个输入周期[0,Tg/2]内(Tg为电网输入电压周期)，为了得到(3)式所描述的理想输入电流，开关管S两端的平均电压vs应为：
vs=vB-in-jωLiL=vB-in(1-jωLGe) (4)
对于Boost变换器，ωLGe 1，因此，我们有：1-jωLGe≈sin(-jωLGe)，从而(4)式可等价为：
(5)
由(5)式可以看出，Boost变换器开关管S两端的平均电压为延时了LGe的整流正弦波，其幅值稍大于输入电压幅值，且在电网输入电压过零点处不连续。
对于工作于连续模式(CCM)的Boost变换器，有：
vs=(1-d)vo (6)
其中：d为开关管S的占空比，vo为变换器输出电压。因为Boost变换器输出电压恒为正，占空比d介于0到1之间，故而Boost变换器开关管S两端的平均电压vs应该为非负值。然而，由(4)式可以看出，vs在电网输入电压过零处应该为负值。这二者之间的差异是造成输入电流畸变的原因[9]。由于实际应用中vs不可能为负值，故在电感电流跟踪上参考电流之前，vs一直维持为零值。
Boost变换器开关管S闭合时，有：
(7)
在输入电压过零点与电感电流跟踪上基准电流所需的时间 内对(7)式积分可得：
(8)
由于在电感电流跟踪上基准电流之前vs恒为零，且由(3)式可得 时刻的基准电流为：
iL(τ)= GgVmsin(ωτ) (9)
代入(8)式，整理得：
(10)
因很小，根据泰勒级数展开式并取近似可得：
(11)
整理可得：
τ=2LGg (12)
由此可知，在电网输入电压过零点之后的2LGg时间内，开关管S两端的平均电压恒为零，直至 时刻vs重新回到给定值。为此，电流误差放大器需要根据电流误差信号精确的构造出开关平均电压波形vs。
传统的平均电流控制直接把电网整流后的输入电压vB-in送到电流误差放大器，进行功率因数校正的控制。文献[10]指出，升压电感L上的电压和电流误差放大器输出间的相位差随着输入电压频率的增大而增大，并最终导致了输入电流相位超前于输入电压，且输入电压频率越高，该相位差 越大。在输入电压过零点附近，由于电感电流太小，变换器工作在电流断续模式(DCM)，此时，变换器工作于DCM模式的持续角度φDCM满[8]：
(Vo-VmsinφDCM)•VmsinφDCM=2LVofgImsin(φDCM-θ) (13)
通过上式进行计算，可知： 越大，φDCM也越大，且θφDCM。即在 角度内，电感电流一定工作在DCM模式，增大了电流谐波。因此，减小 则可有效地减小电感电流的DCM失真，从而减小PFC变换器输入电流畸变。
为了克服传统PFC算法基准正弦电流易受输入电压干扰的缺点，本文对传统算法进行改进，给出了一种数字基准正弦电流给定算法(又称改进型PFC算法)。在这种算法中，基准正弦电流可以方便地由DSP内部软件完成，不仅基准电流波形为纯净的正弦波，而且不受输入电压干扰，即使在输入电压发生畸变时仍然能保证输入基准电流的高正弦度，从而使PFC变换器保持较高的功率因数。改进型PFC算法中的基准电流表达式如式(14)所示，其中Km为比例常数，Vvo为电压调节器的输出，Isin为数字芯片内部产生的一个纯正弦数字量。
(14)
传统的平均电流控制Boost PFC变换器在输入电压过零时，输入电流超前于输入电压的相位 造成了一定的输入电流波形畸变，且输入电压频率越高， 越大，对电流波形的畸变影响也越大。针对这个原因，本文对所设计的基准正弦电流给定算法做了进一步改进，提出了改善输入电流过零畸变的数字控制策略。在输入电压过零点时刻检测输入电流值，根据所检测到的电流值来实时修正数字芯片内部产生的纯正弦数字给定Isin信号的初相角，也即实时修正参考输入电压vB-in的初相角，直至输入电流与输入电压同相位，从而减小输入电流的波形畸变。系统控制框图如图2所示。
本文研究的输入电压前馈控制策略，通过检测输入电压的峰值实现变换器的恒功率控制，避免了累加、取平均等运算，极大地简化了控制程序的计算量;而且避免了常规PFC算法中的输入电压低通滤波器，使得变换器对输入电压的动态响应速度有很大的提高，程序的复杂性得到很大的简化;同时通过改变基准正弦电流的初相角，可以改善输入电流过零畸变的现象。简单的编程即可实现本文提出的输入电压前馈控制策略，对主电路无需做任何改动，具有很大的灵活性。本文设计的输入电压前馈控制算法的流程图如图3所示。
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