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基于单端正激模型的双向DC-DC变换器研究

作者:时间:2012-09-11来源:网络收藏

阶段2(反向放电):续流管关断、整流管导通。电感L将储存的磁能转化为电能与蓄电池一起向输入侧放电,电流流向如图4(b)所示。

基于单端正激模型的双向DC-DC变换器研究

图4 能量反向流动时的电路工作状态:

(a)续流;(b)负载向电源放电

经过上面分析,当主开关管Q1导通时,假定变压器次级电压为U2,则流过电感L的电流iL线性增加,可以表示为:

(1)

当主开关管Q1关断时,续流管(或其体二极管)导通时,忽略正向管压降,则电感L上的电压等于等于输出电压Uo,电感L中的电流按下式衰减:

(2)

可见电感L的大小只是影响到diL/dt,即只影响到电感电流的峰—峰值,电感电流的平均值应与输出电流Io相等。

激式的输出电压Uo为:

(3)

当输入电压及占空比固定时,输出电压与负载电流Io无关。

4 参数设计

综合电源体积、系统效率、控制精度、器件耐压等诸多因素的考虑[6-7],选取的工作频率f=50kHz,最大占空比Dmax=0.45。

设计要求:输入电压Ui=48V;输出电压Uo=12V;输出电流Io=30A;输出电压纹Vpp200mV;输出滤波电感电流纹波Ipp400mA;变换效率η>80%。

4.1 高频变压器

输出功率:

Po=12×30=360W (4)

根据变换器输出电压与输入电压的关系,考虑到二极管的正向压降和绕组的压降,假定输出电流为30A时压降之和为+20%,则输出为12V的绕组直流电压为Uo=12×(1+20%)=14.4V。

(5)

选用软磁铁氧体R2KBD—EI40型号,饱和磁芯Bs=5100Gs,取磁感应强度变化量为3300Gs,有效截面积Sc=1.2cm2,窗口面积Q=1.76 cm2,所以SQ=2.112cm4。取效率η=90%,磁芯铁的填充系数Kc=1,磁芯铜的填充系数为Ku=0.4,电流密度j=500A/cm2,则

6)

说明该磁芯有一定的余量。

高频变压器原边绕组匝数:

(7)

则变压器副边绕组匝数N2=16/1.5=10.6,取N2=11匝。

对变压器复位绕组进行计算,首先根据变压器伏妙积平衡的原则计算复位电压:

Ur= Uin tonmax/ tffmin=48×0.45/0.55 39.27 (8)

然后可求得负责变压器原边磁通复位的第三绕组匝数N3为:

N3=U1×N1/ Ur 48×13/39.27 16匝

变压器原副边电流有效值分别为I2=30A,I1=(N2/N1)×I2=20.6A,I3=I1=20.6A。选取j=500A/cm2,线径为1.6mm的导线、有效截面积为2mm2的铜导线,原副边导线截面积为S1=0.0412cm2、S2=0.06cm2、S3=0.0412cm2,N1并绕根数为S1/ Sc=2.06,取2根,N2并绕根数为S2/ Sc=3,取3根,同样N3并绕根数为2根。则窗口利用系数:

(10)

说明绕组能够绕下,变压器共3个绕组,为了减小其漏感,可采取并绕的方式绕制。

4.2 输出滤波电感

计算输出滤波电感的电感量,应首先确定流经电感的电流ΔIL的大小。从电感线圈的外形尺寸、成本、过度响应等方面考虑,根据设计要求,为更好地抑制输出电流中的纹波含量,ΔIL取0.4A,约占输出电流的5%,则输出滤波电感大小为:

Lf=[U2min-(Uo+Uf)]/DIL□ton max (11)

U2min=(Uo+Uf)]T/ton max (12)

其中:Uf为变压器二次侧管压降与输出滤波电感电压降的总和,在此取Uf为输出电压的10%,则

U2min=(Uo+Uf)]T/ton max (13)

Lf=396μF (14)

根据实际情形选取Lf为650μH。

4.3 输出滤波电容

输出电容的大小主要是由输出纹波电压抑制为几mV而确定的,也就是由ΔIL以及输出电容的等效串联电阻ESR确定。在此输出纹波电压取为0.2V。其等效串联电阻ESR为:

ESR=DUr/DIL=0.2/0.4=0.5Ws (15)

取输出滤波电容大小为200μF/25V的无极性CBB电容。

4.4 功率开关管

根据前面对变换器工作过程的分析可以知道,在开关管关断时,其上承受的电压最大:

(16)

(17)

考虑到磁化电流和纹波电流的斜率,Ic应有10%的裕量,即为21.725A。为了可靠性及在调整电感量大小时有可能失控,实际选择时应为此电流值的两倍。故可选择摩托罗拉公司的MUR5020快恢复二极管,其工作正向平均电流为50A,反向电压为200V,功率开关管选择IR公司的IRF540MOSFET。



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