单极性PWM技术在雷达天线控制中的应用
1．2 驱动和功率转换电路设计
脉冲分配电路产生的单极性PWM脉冲，送入半桥驱动器放大。如图2所示，国际整流器公司生产的IR2308和由IGBT组成的H桥驱动和功率转换电路。IR2308在驱动高端栅极时，必须外接自举二极管和自举电容，当Vs脚通过低端IGBT和电机负载拉到地时，自举电容由直流+18 V通过自举二极管对电容充电；低端IGBT关断时，电容通过IR2308的内部推挽结构经HO脚对高端IGBT栅极充电，使其饱和导通。IR2308内部死区保护单元为IGBT开关延时提供了死区时间，消除了“直通臂”的现象。在正常工作时，由于对侧低端的IGBT始终开通，故此时自举电容可以通过电机负载对地充电，减小了因对高端栅极的充电导致的自举电压降的波动，可以看出这是一个动态自举的过程。
1．3 自举元件的计算
自举元件参数的选择对自举效果存在重要影响。以下方程详述了自举电容提供的最小充电电荷：
其中：Vcc为逻辑电路部分的电压源，Vf为自举二极管的正向压降，VLS为低端IGBT上的压降，VMin为‰与Vs之间的最小电压。自举电容漏电流ICbs(leak)仅与自举电容是电解时有关，如果采用其他类型的电容，则可以忽略，因此尽可能使用非电解电容。自举二极管必须能够承受线路中的所有电压；在图2的电路中，当高端IGBT导通并且大约等于母线电压Vbus时，就会出现此现象。自举二极管的高温反向漏电流特性在那些需要电容来保存电荷-段延时时间的应用中是一个重要的参数。同样，为了减小由自举电容馈入电源的电荷，应选用超快速恢复二极管。推荐自举二极管的特性如下：最大反向电压：VRRM≥母线电压Vbus；最大反向恢复时间：trr≤100 ns；正向电流：IF≥Qbsf。
2 实验验证
2．1 实验方法和器件参数选取
本实验由TI公司的TMS320LF2407A DSP自身的PWM发生器产生频率f=20 kHz的脉冲宽度调制信号，PWM的占空比可调范围为0％～90％，同时使用I／O口输出方向信号；电动机采用100 V／2 A的直流伺服电机，电枢回路总电阻Ra=8．1 Ω。
使用H桥电路驱动100 V／2 A的直流伺服电机，所以要求H桥的母线电压Vbus是100V，流过各开关的最大电流为2 A。因此电桥使用的IGBT的集电极一发射极间电压VCES的绝对最大额定值应该大于100 V，集电极电流IC的最大额定值在2 A以上。对于电动机这样的感性负载，当驱动电压突动机产生的反电动势烧坏开关器件，在H桥各开关中必须接入续流二极管，用于吸收反电动势。很多开关用IGBT在集电极和源极之间内藏续流二极管，因此二极管的应该满足峰值恢复电流Irr大于2 A(100 V／2 A的直流伺服电机)，反向电压UR应该大于H桥供电电压100 V。仙童公司生产的IGBTFGA25N120满足上述要求，参数裕量很大，如表1所示。将表1中相关参数带入公式(1)得出自举电容提供的最小充电电荷Qbs=612．5 nC，代入自举二极管正向电流公式即可计算出自举二极管正向电流Ip≥12．25 mA，综合考虑上面推荐的自居二极管特性，我们选用HER207。将最小充电电荷Qbs带入公式(2)得到最小的自举电容值C≥113．4 nF，选用220 nF的高压瓷片电容。本文引用地址：http://www.eepw.com.cn/article/159273.htm
2．2 雷达天线实际应用中的效果
如图2所示，H型双极性PWM的电机电枢两端平均电压可以表示为：
UAB=τ(Vbus-2VCE(sot))，τ为占空比 (3)
当τ=0％时，此时UAB=0 V，电动机停止转动。测得逻辑控制端，HIN1=0、LIN1=0、HIN2=0、LIN2=0，此结果与图3(c)仿真逻辑一致。因为此时H桥的4个IGBT全部关断，故此时不存在开关损耗；尽管电动机存在内部电阻，但此时没有电流流过H桥，电动机也不消耗能量。当τ=100％时，其结果与τ=0％时完全相同。当τ=90％时，这个时候电压的占空比很宽，天线处于一个比较高的转速，测得流过电机电枢平均电流Iov为1．72 A，由(3)计算出电枢两端平均电压UAB=86．4 V，那么电源输入功率为：
Pout=UABIov=86．4Vx1．72 A≈148．61 W (4)
电枢回路总的铜损耗为：
Ploss=Iov2Ra=(1．72 A)2x3．91 Ω≈23．96 W (5)
此部分能量浪费在电枢内部电阻上，转变为热能。由直流电动机稳态运行时的基本方程式：
UAB=Ea+EovRa (6)
其中：Ea为电动机的感应电动势式(6)两边同时乘以Iov：
UABIov=EaIov+Iov2Ra (7)
即：Pout=PM+Ploss (8)
故电磁功率为：
PM=Pout-Ploss=148．61 W-23．96 W=124．65 W (9)
此部分功率由电功率转换为电磁功率，从而拖动天线，测得天线的实际转速n=6 r／min。此时的转换效率为：
H型双极性PWM的电机电枢两端的平均电压可以表示为：
UAB=α(Vbus-2VCE(sot)-(1-α)(Vbus-2VCE(sot))=(2α-1)(Vbus-2VCE(sot))，α为占空比 (11)
当α=50％时，此时UAB=0 V，电动机停止转动。但是此时电机电枢两端的电流是交变通断的，因此会消耗功率电枢内部电阻上，同时IGBT由于每个周期的交替导通和关断，会存在4个IGBT开关损耗。与单极性PWM占空比α=90％相对应的双极性PWM占空比为UAB=95％，此时电枢两端平均电压=86．4 V。但在一个开关周期里，比单极性PWM电路要多出两个IGBT开关损耗，同时电枢内部电阻在整个开关周期里都消耗功率。因此可以发现，双极性PWM较单极性PWM电路在拖动天线时，浪费在开关损耗和铜损上的功率更多，从而导致转换效率的降低，也降低了天线的转速。
3 结论
上面设计的H型单极性PWM电路，克服了双极性PWM电路在电机停止转动时仍然有损耗的缺点；在电机运转时，功耗也相应减小，提高了转换效率，进一步提高了转速。目前，市场上类似的H桥驱动器也能够完成上述功能，比如美国国家半导体的LMD18200。但是类似的集成芯片母线供电电压一般较低(一般只有几十伏)、功率有限、而且价格昂贵。文中设计的电路，仅通过增加逻辑实现H型单极性PWM功能，母线供电电压可高达上百伏。
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