高频变压器传递低频电功率技术的研究

控制原理框图及各点电压波形如图4所示。vc为待传递放大的低频调制信号（如50Hz正弦波信号），vt为单极性等腰三角形高频载波信号（如20kHz高频三角波）。为实现vg1～vg4各点波形，采用以下控制策略。

1）把低频调制信号vc与高频载波三角波信号vt相比较，得到与vc同频率的单极性SPWM信号vg1；

2）把低频调制信号vc经过零比较器比较，得到与vc同频率的低频开关脉冲信号vg3；3）把低频信号vc反相得到与vc同频率的调制信号－vc，再用－vc与载波信号vt相比较，得到与vg1同频率的相位差的单极性SPWM信号vg2；4）把调制信号－vc经过零比较器比较，得到与vg3同频率的相位差的低频开关脉冲信号vg4。

2.3主电路拓扑

图5所示为传统的带复位绕组的单端反激变换器，复位绕组N2的匝数等于绕组N1的匝数。当开关管V导通时，D3反向阻断，变压器储能。在V关断时，D3导通，变压器的储能向负载Zl及滤波电容Cf输出；D2导通，N2作为复位绕组将变换器的漏感储能回馈到电源U中，并箝位V上的Uds为2U。

图6所示为新型DC/AC功率传输电路拓扑结构。N1、V1、N3组成一单端反激变换器，它与由N2、V2、N3组成的另一单端反激变换器构成双组合式单端反激变换器，并在控制信号周期的正负半周受vg1、vg2高频SPWM脉冲的控制分别斩波导通。V3、V4组成双向高频整流器，在控制信号周期的正负半周分时导通，并相互与对方体内寄生的并联二极管构成整流电路。

电路处于低频AC正半周时（vg1～vg4信号波形

图4控制原理框图及各点电压波形图

(a)V1开通时等效电路图

(b)V1关断时等效电路图

图8三角形法生成SPWM波

参见图4），vg2=0，V2处于关断状态，vg3为高电平，V3处于导通状态。在高频脉冲周期内，当vg1高电平加到V1门极上时，其等效电路如图7(a)所示。变压器原边，V1随门极施加的高电平导通，电源U、绕组N1和功率开关管V1形成回路。而在变换器副边，绕组N3的极性为上负下正。V3随vg3为高电平而开通。V4随vg4=0而关断，其体内寄生二极管反向关断。副边没有形成电流回路，无电流流过。变压器处于能量储存阶段。因此，电流i1=t线性增加，直至I1p=ton，变压器磁芯储能也增至（其中L1为绕组N1的电感量）。
当V1随vg1=0而关断时，其等效电路如图7(b)所示。变压器原边，由于V1关断，漏感储能引起较大反压加在V1两端，由于N1的匝数等于N2的匝数，当UN2=U时，V2的体内寄生二极管D2导通,箝位V1上的Uds为2U。N2此时作为复位绕组与D2构成通路，将变压器中的漏感储能回馈到电源U中；变压器副边，绕组N3此时的电压极性为上正下负，N3、V3、Cf、Zl和V4的体内寄生二极管D4形成回路。此时由D4承担高频整流任务，得到一高频直流脉冲，经Cf滤波后，向负载Zl输出低频电功率，完成该单个脉冲内变换器的能量传递。由SPWM调制原理可知，当频率调制比mf=足够大时，可忽略系统相移，在高频滤波电容Cf上，得到输出电压vo=Vosinω1t与vc同频同相。

2.4磁复位技术的要求

在高频变压器原边，当V1或V2接收SPWM脉冲列导通时，由于调制的频率很低，远远小于高频载波的频率，在低频调制信号的正半周或负半周内，施加在变压器绕组上的是同一方向的电压，变压器磁芯中的磁通将级进地逐渐增加，最终导致磁芯饱和，造成偏磁或单向磁化，导致很大的磁化电流而使电路无法正常工作。本文提出逐个脉冲磁复位技术，就是在每个高频脉冲之后及时采取措施，使每一个高频脉冲引起的磁通增加都回复到零，从而避免磁芯饱和。三角形法生成单极性SPWM波如图8所示（以控制信号为低频AC为例）。图中控制信号电压（调制波）vc=Vsinsinω1t（式中：ω1=2πf1，f1为逆变器输出电压要求的基波频率，也为调制频率；Vsin为控制信号电压的峰值），vt为等腰三角形载波电压，Vtri为载波电压的峰值，载波频率为fs，周期为=Ts。则幅度调制比ma=，频率调制比mf=。

当fsf1、mf为偶数，且vc与vt起始相位相等时，vt、vc的波形有如图8所示的关系，以下就这种情况进行讨论。

从时间tn－1到tn是vt的第n个载波周期

tn－1=(n－1)Ts

tn=nTs其顶点=(n－)Ts

故有等腰三角波vt的两段直线方程：当(n－1)Tst(n－)Ts时，

vt1=2Vtrifs[t－(n－1)Ts]当(n－)TstnTs时，

vt2=－2Vtrifs(t－nTs)