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ADC驱动器或差分放大器设计汇总

作者:时间:2012-07-31来源:网络收藏

本文引用地址:http://www.eepw.com.cn/article/154258.htm

因为两个输入端之间的电压被负反馈驱动到零,因此两个输入端处于连接状态,输入阻抗RIN就简单地等于2×RG。为了匹配传输线阻抗RL,需要将由公式11计算得到的电阻RT跨接在输入端。图3给出了典型的电阻值,其中RF =RG=200Ω,理想的RL, dm=100Ω,RT=133Ω。

eq11
(11)

匹配100Ω传输线 www.elecfans.com

图3:匹配100Ω传输线。

单端输入的端接更加麻烦。图4描述了采用单端输入和输出的工作原理。

single-ended input to adc driver

图4:采用单端输入的例子。

虽然输入是单端的,但VIN, dm等于VIN。因为电阻RF和RG是相等和平衡的,因此增益是1,而且差分输出VOP–VON等于输入,即4Vp-p。VOUT, cm=VOCM=2.5V,而且从下方的反馈电路可以看出,输入电压VA+和VA-等于VOP/2。

根据公式3和公式4,VOP=VOCM+VIN/2,即2.5V±1V的同相摆幅;VON=VOCM–VIN/2,即2.5V±1V的反相摆幅。这样,VA+和VA-的摆幅等于1.25V±0.5V。必须由VIN提供的电流交流分量等于(2V–0.5V)/500Ω=3mA,因此到地的电阻必须匹配,从VIN看过去为667Ω。

当每个环路的反馈系数都匹配时,公式12就是计算这个单端输入电阻的通式,其中RIN, se是单端输入电阻。

eq12
(12)

这是计算终结电阻的出发点。然而值得注意的是,增益公式基于零阻抗输入源的假设。由于存在单端输入造成的不平衡而必须加以匹配的重要源阻抗只会增加上面RG的阻值。为了保持平衡,必须增加下面RG的阻值来实现匹配,但这会影响增益值。虽然可以为解决端接单端信号问题而采用一个封闭形式的解决方案,但一般使用迭代的方法。在下面的例子中这种需求将变得很明显。

在图5中,为了保持低的噪声,要求单端到差分增益为1,输入终结电阻为50Ω,反馈和增益电阻值在200Ω左右。

根据公式12可以算出单端输入电阻为267Ω。公式13表明,并联电阻RT应等于61.5Ω,才能将267Ω输入电阻减小至50Ω。

single-ended input impedance
图5:单端输入阻抗。

eq13
(13)

图6是带源电阻和终端电阻的电路。带50Ω源电阻的源开路电压为2Vp-p。当源用50Ω端接时,输入电压减小到1Vp-p,这个电压也是单位增益的差分输出电压。

source and termination resistances

图6:带源电阻和终端电阻的单端电路。

这个电路初看起来非常完整,但不匹配的61.5Ω电阻与50Ω的并联并增加到了上面的RG电阻,这就改变了增益和单端输入电阻,并且造成反馈系数失配。在低增益情况下,输入电阻的变化很小,暂时可以忽略,但反馈系数仍然必须匹配。解决这个问题的最简单方法是增加下面RG的阻值。图7是一种Thévenin等效电路,其中上方的并联组合用作源电阻。

thevenin equivalent

图7:输入源的Thévenin等效电路。

有了这种替代方案后,就可以将27.6Ω的电阻RTS增加到下面的环路中实现环路反馈系数的匹配,如图8所示。

balanced single-ended termination

图8:平衡的单端端接电路。

注意,1.1Vp-p的Thévenin电压要大于1Vp-p的正确端接电压,而每个增益电阻增加了27.6Ω,降低了闭环增益。对于大电阻(>1kΩ)和低增益(1或2)来说这些相反的效应基本抵消,但对于小电阻或较高增益来说并不能完全抵消。图8所示电路现在分析起来就很容易了,其中的差分输出电压可以用公式14计算。

eq14
(14)

差分输出电压并不完全等于理想的1Vp-p ,但可以通过修改反馈电阻实现最终独立的增益调整,如公式15所示。

eq15
(15)

图9是用标准1%精度电阻实现的完整电路。

complete single-ended termination

图9:完整的单端端接电路。

观察: 参考图9,驱动器的单端输入电阻RIN, se由于RF和RG的改变而变化。驱动器上端环路的增益电阻是200Ω,下端环路的电阻是200Ω+28Ω=228Ω。在不同增益电阻值的情况下计算RIN, se首先要求计算两个β值,见公式16和公式17。

eq16
(16)
eq16
(17)

输入电阻RIN, se的计算见公式18。

eq18
(18)

这个值与原来计算的267Ω稍有不同,但对RT的计算没有显著的影响,因为RIN, se与RT是并联的关系。

如果需要更精确的总体增益,可以使用更高精度或串联的可调电阻。

上述描述的单次迭代方法非常适合闭环增益为1或2的场合。增益越高,RTS的值越接近RG值,用公式18计算的RIN, se值与用公式12计算的RIN, se值之间的差异就越大。在这些情况下要求采用多次迭代。

多次迭代并不难实现:最近ADI公司发布的可下载的差分计算工具, ADIsimDiffAmp™(参考文献2)和 ADI Diff Amp Calculator™(参考文献3)足以担当此任,它们能在几秒内完成上述计算。

输入共模电压范围
输入共模电压范围(ICMVR)规定了正常工作状态下可以施加于差分放大器输入端的电压范围。在这些输入端上呈现的电压可以被称为ICMV、Vacm或VA±。这个ICMVR指标经常被误解。最常遇到的难题是确定差分放大器输入端的实际电压,特别是相对于输入电压而言。知道变量VIN, cm、β和VOCM的值后,当β不相等时使用通式19、当β相等时使用简化公式20就可以计算出放大器的输入电压(VA±)。

eq19
(19)
eq20
(20)

记住VA始终是按比例缩小的输入信号,这一点非常有用(见图4)。不同的放大器类型有不同的输入共模电压范围。ADI公司的高速差分驱动器有两种输入级配置,即中心型和偏移型。中心型ADC驱动器的输入电压离每个电压轨有约1V的距离(因此叫中心型)。而偏移型输入级增加了两个晶体管,允许输入端电压摆幅更接近–VS轨。图10是一个典型差分放大器(Q2和Q3)的简化输入原理图。

diff amp with shifted icmvr

图10:具有偏移型ICMVR的简化差分放大器。

偏移型输入架构允许差分放大器处理双极性输入信号,即使放大器是采用单电源供电,因此这种架构非常适合输入是地或地电平以下的单电源应用。在输入端增加的PNP晶体管(Q1和Q4)可以将差分对的输入电压向上偏移一个晶体管的Vbe电压。例如,当-IN端电压为-0.3V时,A点电压将为0.7V,允许差分对正常工作。没有PNP(中心型输入级)时,A点的-0.3V电压将使NPN差分对处于反向偏置状态,因而无法正常工作。

表1提供了ADI公司ADC驱动器的多数指标一览表。对这张表粗略一看就能发现哪些驱动器具有偏移型ICMVR,哪些没有。

输入和输出耦合:交流或直流
需要交流耦合还是直流耦合对差分ADC驱动器的选择有很大的影响。输入和输出耦合之间的考虑因素也不同。

交流耦合型输入级电路见图11。

ac-coupled adc driver

图11:交流耦合型ADC驱动器。

对于采用交流耦合输入的差分至差分应用来说,放大器输入端呈现的直流共模电压等于直流输出共模电压,因为直流反馈电流被输入电容隔离了。另外,直流反馈系数也是匹配的,完全等于单位1。VOCM——和由此得到的直流输入共模电压——经常被设置在电源电压的一半左右。具有中心型输入共模范围的ADC驱动器非常适合这类应用,它们的输入共模电压接近规定范围的中心。

交流耦合单端至差分应用与对应的差分输入应用非常相似,但在放大器输入端具有共模纹波——按比例缩小的输入信号“复制品”。具有中心型输入共模范围的ADC驱动器将平均输入共模电压设定在规定范围的中间,因而能为大多数应用中的纹波提供足够的富余度。

当输入耦合方式可选时,值得人们注意的是,采用交流耦合输入的ADC驱动器比采用直流耦合输入的相似驱动器耗散更少的功率,因为两个反馈环路中都不存在直流共模电流。

当ADC要求输入共模电压与驱动器输出端电压完全不同时,交流耦合ADC驱动器的输出就非常有用。当VOCM值被设在电源电压一半附近时,驱动器将有最大的输出摆幅,但当驱动要求非常低输入共模电压的低电压ADC时会出现问题。走出这个困境的简单方法(图12)是驱动器输出和ADC输入之间采用交流耦合连接,从驱动器输出中去除ADC的直流共模电压,并允许适合ADC的共模电平应用于交流耦合侧。例如,驱动器可以工作在单5V电源和VOCM=2.5V条件下,而ADC可以工作在单1.8V电源,此时在标记为ADC CMV的点必需施加0.9V的输入共模电压。

dc-coupled inputs, ac-coupled outputs

图12:采用交流耦合输出的直流耦合输入电路。

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