全数字DC-DC变换器研究

　　引 言

　　移相全桥ZVS DC-DC变换器是目前应用最广泛的软开关电路之一。作为一种具有优良性能的移相全桥变换器，其两个桥臂的开关管均在零电压软开关条件下运行，开关损耗小，结构简单，顺应了直流电源小型化、高频化的发展趋势，因此在中大功率DC-DC变换场合得到了广泛应用，而系统数字化控制可进一步提高系统的可靠性。数字化系统具备完整的可编程能力，它使程序修改、算法升级、功能移植都非常容易，相对于模拟控制方式具有明显的优势。DC-DC变换器的数字化控制是当前的研究热点之一。本文分析了主电路原理，采用TMS320LF2407作为主控芯片实现了ZVS DC-DC变换器的全数字控制，并给出了实验结果。

　　1 主电路拓扑及工作原理

　　ZVS PWM DC-DC全桥变换器的主电路结构如图1所示，其主要波形如图2所示。由图1可见，电路结构与普通双极性PWM变换器类似。Q1、D1和Q4、D4组成超前桥臂、Q2、D2和Q3、D3组成滞后桥臂;C1～C4分别是Q1～Q4的谐振电容，包括寄生电容和外接电容;Lr是谐振电感，包括变压器的漏感;T副方和DR1、DR2组成全波整流电路，Lf、Cf组成输出滤波器，R1是负载。Q1和Q3分别超前Q4和Q2一定相位(即移相角)，通过调节移相角的大小来调节输出电压。由图2可见，在一个开关周期中，移相全桥ZVS PWM DC-DC变换器有12种开关模态，通过控制4个开关管Q1～Q4在A、B两点得到一个幅值为Vin的交流方波电压;经过高频变压器的隔离变压后，在变压器副方得到一个幅值为Vin/K的交流方波电压，然后通过由DR1和DR2构成的输出整流桥，得到幅值为Vin/K的直流方波电压。这个直流方波电压经过 Lf和Cf组成的输出滤波器后成为一个平直的直流电压，其电压值为Uo=DVin/K(D是占空比)。Ton是导通时间Ts是开关周期(T=t12- t0)。通过调节占空比D来调节输出电压Uo。

　　由波形图可见，移相全桥电路控制方式的特点是：

　　①在一个开关周期Ts内，每个开关导通时间都略小于Ts/2，而关断时间略大于Ts/2。

　　②同一个半桥中，上、下两个开关不能同时处于开通状态，每个开关关断到另一个开关开通都要经过一定的死区时间。

　　③比较互为对角的两对开关管Q1、Q4和Q2、Q3的开关函数波形，Q1的波形比Q4的波形超前O～Ton/2时间，Q2的波形比Q3的波形超前0～Ton/2时间，因此Q1和Q2为超前桥臂，Q3和Q4为滞后桥臂。

　　引 言

　　移相全桥ZVS DC-DC变换器是目前应用最广泛的软开关电路之一。作为一种具有优良性能的移相全桥变换器，其两个桥臂的开关管均在零电压软开关条件下运行，开关损耗小，结构简单，顺应了直流电源小型化、高频化的发展趋势，因此在中大功率DC-DC变换场合得到了广泛应用，而系统数字化控制可进一步提高系统的可靠性。数字化系统具备完整的可编程能力，它使程序修改、算法升级、功能移植都非常容易，相对于模拟控制方式具有明显的优势。DC-DC变换器的数字化控制是当前的研究热点之一。本文分析了主电路原理，采用TMS320LF2407作为主控芯片实现了ZVS DC-DC变换器的全数字控制，并给出了实验结果。

　　1 主电路拓扑及工作原理

　　ZVS PWM DC-DC全桥变换器的主电路结构如图1所示，其主要波形如图2所示。由图1可见，电路结构与普通双极性PWM变换器类似。Q1、D1和Q4、D4组成超前桥臂、Q2、D2和Q3、D3组成滞后桥臂;C1～C4分别是Q1～Q4的谐振电容，包括寄生电容和外接电容;Lr是谐振电感，包括变压器的漏感;T副方和DR1、DR2组成全波整流电路，Lf、Cf组成输出滤波器，R1是负载。Q1和Q3分别超前Q4和Q2一定相位(即移相角)，通过调节移相角的大小来调节输出电压。由图2可见，在一个开关周期中，移相全桥ZVS PWM DC-DC变换器有12种开关模态，通过控制4个开关管Q1～Q4在A、B两点得到一个幅值为Vin的交流方波电压;经过高频变压器的隔离变压后，在变压器副方得到一个幅值为Vin/K的交流方波电压，然后通过由DR1和DR2构成的输出整流桥，得到幅值为Vin/K的直流方波电压。这个直流方波电压经过 Lf和Cf组成的输出滤波器后成为一个平直的直流电压，其电压值为Uo=DVin/K(D是占空比)。Ton是导通时间Ts是开关周期(T=t12- t0)。通过调节占空比D来调节输出电压Uo。

　　由波形图可见，移相全桥电路控制方式的特点是：

　　①在一个开关周期Ts内，每个开关导通时间都略小于Ts/2，而关断时间略大于Ts/2。

　　②同一个半桥中，上、下两个开关不能同时处于开通状态，每个开关关断到另一个开关开通都要经过一定的死区时间。

　　③比较互为对角的两对开关管Q1、Q4和Q2、Q3的开关函数波形，Q1的波形比Q4的波形超前O～Ton/2时间，Q2的波形比Q3的波形超前0～Ton/2时间，因此Q1和Q2为超前桥臂，Q3和Q4为滞后桥臂。

　　3.1 基于DSP的直接移相脉冲生成方法

　　移相是滞后臂驱动相对于超前臂驱动之间的一个周期性延时，其延时角即为移相角。设PWM1/PWM2驱动超前臂开关管，PWM3/PWM4驱动滞后臂开关管，每个桥臂上下两管之间的驱动互补且带死区。在实现中可以固定超前臂的驱动在每一周期的T0时刻发出，那么只要延迟移相角φ对应的时间再发生全比较事件则可以得到滞后臂的驱动，可以实现O°～180°范围内的自由移相。由图4可见，定时器T1的计数方式为连续增减模式，在计数器T1CNT=0和 T1CNT=T1PR时分别更新CMPR1和CMPR2的值，这一过程可以分别在T1的下溢中断和周期中断中完成。设移相角φ对应的延迟时间为Td，显然在0～T/2、T/2～T时间段内，CMPR1、CMPR2值的关系可分别表示如下：

　　Kp2，其程序流程如图6所示。

　　4 实验结果

　　根据前述方案搭建了实验系统，实验中采用三菱公司的智能功率模块(IPM)PM200DSA120作为逆变器的主开关器件。它抗干扰能力强、开关速度较快，功耗较低，具有驱动电源欠压保护、桥臂对管互锁保护、过流保护以及过热保护等功能。开关频率为fs=10 kHz，开通时间为ton。=1.4μs，关断时间为toff=2.Oμs。实验波形如图7至图9所示。图7为PWM1、PWM2的互补波形，由图可知，它们之间存在死区，该死区是可编程的，可根据实际情况来确定。图8为PWM1、PWM3之间的移相15°的波形，该移相角可通过程序来控制，根据给定及负载的大小进行自动调节。图9为T1管的驱动波形，正电压大约为15 V，负电压大约为9 V。

　　5 结 论

　　本文研究的是移相全桥全数字ZVS DC/DC变换器，具体分析了它的工作原理，给出了其数字实现方案，并进行了实验。实验结果说明了方案的可行性。基于DSP的移相全桥全数字ZVS DC/DC变换器结构简单，工作可靠，易于实现，调试方便，功能完善，动静态性能与模拟变换器一样好，有很好的应用前景。